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兼容SPICE的运算放大器宏模型3
发布时间:2021-07-21        浏览次数:146        返回列表
 列表2OP-61 SPICE宏模型网络列表

OP-61宏模型       © PMI 1989

SUBCKT OP-61   1 2 34 99 50

300 MHZ时的输入级和极点

 

个增益级

 

2.5KHZ时的第二增益级和极点

 

4MHZ / 8MHZ时的极零点对

 

85MHZ / 300MHZ时的零极点对

 

40MHZ时的极点

 

200MHZ时的极点

 

200MHZ时的极点

 

200MHZ时的极点

 

40 KHZ时增益为零的共模增益网络

 

300MHZ时的极点

 

输出级

 

使用的模型

QX NPN模型(BF=1250)

DX模型 D(IS=1E-15)

DY模型 D(IS=1E-15 BV = 50)

ENDS OP-61

Boyle方法本身不支持对非对称输出级行为建模,很遗憾,这种新的宏模型也是如此。但是,这个缺陷是可以解决的。如果在生成模型的过程中发现过冲值与欠冲值不同,那么在输出电感相关计算中应使用两个值中较大的一个。然后,在容性负载下,该电感值将会产生最差情况下的过冲和欠冲结果。

 

执行时间比较

假设宏模型不存在收敛问题,那么SPICE进行操作点计算或生成直流转换曲线所需的时间很大程度上取决于网络列表中指定的电路元件数量。因此,新的OP-42宏模型的速度几乎比Boyle模型慢一半,需要进行2.27次迭代,才能得出最终的解决方案。对于交流分析案例,情况也是这样,新的宏模型的运行时间几乎是Boyle宏模型的两倍。但是,在仿真交流响应时,这两种模型需要的迭代次数基本是相同的。

由于所涉因素很多,很难评估瞬态分析需要多大的计算量。特别是,新的宏模型会展示比Boyle模型更多的细节。所以,仿真器必须使用更精细的时间步长,相应地执行更多的计算。但是,模型中大量的理想元件使得模型具有很好的收敛性能。所以,有时可以通过在单个时间步长内进行更多次迭代来加快分析速度,这样,仿真器可以保持粗略的时间步长,并减少回溯次数。

大多数SPICE仿真器将瞬变迭代次数默认为10。您可以在.OPTIONS部分将ITL4设置为一个更大的数值(比如40),以覆盖这个默认值。此外,将RELTOL放宽到0.01(默认值通常为0.001),通过略微降低准确性也可加快运行时间。这种降低是可行的,因为宏模型本身也只是一种近似法。但是,请注意,图11和图12是在RELTOL设置为0.001而不是0.01时生成的,所以曲线会更为准确。另一种加快瞬态分析速度的方法是使用GEAR积分,而不是梯形积分;但是,使用这种积分得出结果的振荡幅度要比实际结果低得多。

RELTOL使用0.01,ITL4和梯形积分使用40,OP-42宏模型的瞬变运行速度比Boyle慢3.64倍,且需要2.15倍迭代。仿真速度虽然大幅降低,但是可以接受,并且精度大大提高,足以抵消这种降低。

 

OP-61宏模型

OP-61是一种双极输入宽带精密运算放大器,典型的增益带宽积为200MHz(测试频率为1 MHz时),压摆率为40V/µs。图13所示的这种器件的模型比OP-42的模型稍微复杂一点。OP-61的共模抑制在比OP-42的CMRR低的频率下开始滚降,但在1MHz时,其值仍然非常可观,为80dB。网络列表(参见列表2)表明OP-61模型需要9个极点和2个零点来模拟开环频率响应,并且共模增益在40kHz时为零。

注意,这个模型在差分输入级和主增益级(参见图13c)之间有一个额外的增益级(图13中的级b),可以生成放大器主极点。这个特殊的模型需要额外的增益级,因为OP-61不能满足极限方程要求,该方程涉及双极性输入级的压摆率、开环增益和主极点频率(参见框1)。OP-61模型需要100dB开环增益和40V/µs压摆率,但其增益带宽积(以及由此得出的主极点频率)太高,无法由单个级生成所有开环电压增益。

所以,该模型使用两个增益级,共同提供所需的100dB增益。个增益级的增益为200;第二个为500。必须对个增益级箝位,以限制施加给第二个增益级中电压控制电流源的最大驱动电压。这个箝位操作会限制传递给补偿电容C5和C6的峰值电流,从而限制第二个增益级的最大dV/dt。

因为输入级的最大差分输出电压仅为51.6mV,所以个增益级必须提供较大增益。为了便于对电压源和二极管进行箝位,需要一个更大的电压。个增益级的200增益在摆动期间可以产生相对于Vh的±10.32V无阻尼电压,但是无论使用哪个供电轨,箝位电路都会将此值限制为约±5.0V。这种配置支持进行可靠箝位,即使电源电压低至±4.4V,这也导致所需压摆率为40V/µs。

图14 -兼容SPICE的运算放大器宏模型

 

图14:将一个实际OP-61连接为反相放大器,增益为10时,增益响应在10MHz时显示达到3dB峰值。
图15 -兼容SPICE的运算放大器宏模型

 

图15:OP-61宏模型的仿真增益(a)显示了在10MHz时的正确峰值。此外,它在40MHz时的相位响应(b)与实际器件的响应仅偏差10°
图16 -兼容SPICE的运算放大器宏模型

 

图16:实际OP-61连接为反相放大器,且增益为10,容性负载为207pF时,其瞬态响应不太对称。输入信号为500kHz方波,峰值幅度为10mV。垂直标度为0.1 V/div,水平标度为0.2µs/div

 

图17 -兼容SPICE的运算放大器宏模型
图17:OP-61宏模型仿真的瞬态响应非常接近实际器件的瞬态响应

 

仿真精度比较

图14显示了配置为反相放大器、增益为10的实际OP-61的增益和相位响应测量值。其中使用了一个1kΩ反馈电阻、一个100Ω输入电阻和±15V电源。在10MHz范围内,振幅响应出现约3dB的峰值,在10MHz以上,相位偏移急剧增加。对于这些响应,新的宏模型(参见图15a和15b)的测量值与OP-61非常一致。增益曲线显示,在稍高于10MHz的位置,出现了所需的增益峰值(稍微超出2dB)。相位响应精度也非常不错;在40MHz时,误差只有10°左右,可能在试验板由于寄生电容和其他物理效应导致的偏差范围内。因此,这个新的宏模型是一个可以预测OP-61性能的有用工具,甚至可以在评估试验板之前进行预测。

图16显示了OP-61的瞬态响应,看起来非常不稳定,但该器件正在驱动207pF容性负载。该波形显示过冲量和欠冲量之间存在一些不对称性(180%对比220%),但是OP-61和OP-42一样,并没有完全平衡的输出级结构。所选的输出电感(模型中的L5)在很大程度上决定了仿真的瞬态响应与实际响应之间的相似程度。事实上,图17所示的仿真产生了对称的过冲和欠冲(约150%),与图16相比稍低,但其振铃频率则稍高。这种差异对用户来说并不太重要。但是,如果这很重要,可以稍微增大输出电感的值,使仿真响应更接近实际器件响应。

通过与OP-42(没有OP-61的Boyle模型)比较,您可以大致了解新OP-61模型的性能。在计算直流偏置点时,OP-61宏模型比OP-42宏模型更快。但是,进行交流响应仿真时,OP-61宏模型则比OP-42宏模型慢1.18倍。

进行瞬态响应仿真时,OP-61宏模型所花的时间是OP-42宏模型的1.76倍,迭代次数是OP-42的1.56倍。在这方面,您应该记住,瞬态运行的仿真时间随着输出振荡的加剧而增加。所以,直接比较OP-42和OP-61的执行时间并不公平,因为OP-42的响应比OP-61更平缓。

 

仿真目标在不断改变

计算机模型用于对一些物理现象进行准确建模;现象越复杂,计算机执行必要计算所需的时间就越长。Boyle运算放大器模型的目标是减少需要仿真的非线性元件的数量,从而将运行时间缩短至可接受的水平。Boyle模型在建立时并未考虑到最终准确性,但它可以正确预测运算放大器的低频性能,对于当时的低性能器件来说,结果是令人满意的。

但是如今,对更高性能的需求日益增长,如果可以准确预测新器件的性能,则可以帮助避免设计错误,以免在生产阶段因纠正这些错误耗费大量成本。所以,准确的高频性能建模至关重要,在这一领域,Boyle模型无法满足需求。本文所描述的经过改进的运算放大器宏模型不仅能比Boyle模型更准确地仿真运算放大器的高频响应和瞬态行为,还不会耗费过多的CPU时间。如今,拥有了强大的桌面工作站,建模的重点是提高仿真精度,而不是缩短执行时间。所以,新的宏模型提供了良好的折衷方案。

这个新的宏模型的最大限制因素在于:为了保证SPICE的兼容性,该模型必须以包含实际电路元件的网络列表的形式编写。一些新仿真器(如ADI公司的Saber)允许您用专门的编程语言来定义模型,无需采用电路类型架构。Saber建模语言称为Mast,与C语言非常类似,可以有效管理内部变量。例如,允许完全用数学方法来描述新的宏模型的输出级。Saber模型不需要SPICE模型用来对输出级电流实施校正的所有二极管和额外源。输出级的定义方程会直接考虑从模型输出端获取的任何负载电流。在不久的将来,新的宏模型很可能会在Saber中实现。

 
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